磁性元件的一種最常見的形式就是電感，電感具有一定的感值因而隨著頻率的增加其阻抗也會隨之增大，這點(diǎn)單獨(dú)來看就可以作為一個(gè)一階高頻濾波器；當(dāng)我們討論的濾波對象由單一的電流通路(loop或者circuit – 回路)轉(zhuǎn)變?yōu)閮蓷l或者更多條時(shí)，就需要至少在每條通路上放置一個(gè)電感才能達(dá)到同樣的高頻濾波效果 – 這點(diǎn)在實(shí)際的磁性元件上有非常簡單而巧妙的設(shè)計(jì)剛好能滿足，也即我們這里要談到的共模電感(common mode choke)，為什么呢? 因?yàn)楫?dāng)通路是多條時(shí)（比如最常見的兩條），可以利用同向電流產(chǎn)生的磁通“共享”給另外一條電流通路，使其等效獲得額外的阻抗，也即常說的(磁)耦合。由此，只需要在一個(gè)磁芯上繞制兩個(gè)相互耦合的線圈繞組，就可以達(dá)到比使用兩個(gè)單獨(dú)電感更好的濾波效果。
以上引出了共模電感基本的功能特性，也即濾波。那么，首先需要區(qū)別開同樣需要利用耦合工作的變壓器和共模電感，因?yàn)闉V波是對線路上的噪聲進(jìn)行抑制（或者吸收，后續(xù)詳細(xì)介紹），從勵磁方向來看是共模的，但是變壓器是對代表著功率的電壓激勵電流進(jìn)行傳遞，是差模的，因此類似安規(guī)電容的接法，共模電感需要處于Y接法（經(jīng)地回路或者經(jīng)參考地回路），變壓器則處于X接法（跨接在輸入輸出回路上）。其次，其共模濾波效果的評估與測量本身需要借助額外的輔助回路，但是實(shí)際EMC(電磁兼容性)測試往往只測試由差模和共模共同導(dǎo)致的接收器(LISN – 線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò))端信號來判定是否符合對應(yīng)的法規(guī)標(biāo)準(zhǔn)(比如CE認(rèn)證)，因此共模電感的作用往往不容易在規(guī)格書上找到答案，這也是工程師選型時(shí)往往借助經(jīng)驗(yàn)而很難做仿真預(yù)測的原因。最后，細(xì)心的讀者會發(fā)現(xiàn)共模電感名為電感卻并不同于功率電感，既不考慮飽和電流更不做儲能的考慮，并且英語名稱是choke結(jié)尾的，所以其實(shí)其基本意義還是在于扼流(choke)，后面會講到，正是由于其扼流的效果才能達(dá)到濾波的作用，因此叫共模扼流線圈更符合其原理。
接下的篇幅我們來了解共模電感的基本結(jié)構(gòu)原理，應(yīng)用的分類以及相關(guān)的選型，希望對作為工程師的您有所幫助。同時(shí)，如果您對相關(guān)的介紹出現(xiàn)了疑問或者希望進(jìn)行探討，請與我們?nèi)〉寐?lián)系，我們的工程師團(tuán)隊(duì)會從元件與應(yīng)用的角度為您提供盡可能的幫助。
1 磁場耦合
如圖Fig.1所示，通電線圈A將在其電流回路(此處為線圈)附近空間分布磁場，用磁通量Фa (或者磁通密度
) 來表示，其強(qiáng)弱程度取決于電流的大小，線圈的匝數(shù)，有效截面積，以及是否有磁芯，在其線圈中心位置處的磁通量近似可以表示為：
其中，如果線圈中心有磁芯，則其磁導(dǎo)率
越大，其對應(yīng)的等效磁路長度
越短，同時(shí)必將使得磁通量越大。這是一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的電感結(jié)構(gòu)與其對應(yīng)的空間磁通量分布的情況，值得注意的是其磁通量分布情況并不依賴電流的變化，是恒等關(guān)系，其本質(zhì)是由麥克斯韋電磁方程中高斯磁場定律推導(dǎo)而來。
Fig.1 通電線圈A和B的空間磁場分布情況
當(dāng)空間中另外一個(gè)線圈B以某種位置關(guān)系接近通電線圈A時(shí)(如圖Fig.1)，線圈B中必然會被部分由線圈A所分布的磁通量穿過，形成共享的關(guān)系。根據(jù)安培定律，當(dāng)線圈B所包圍的環(huán)路中磁通量發(fā)生變化時(shí)，則會在線圈B的回路上產(chǎn)生感應(yīng)電動勢，也即感應(yīng)電壓?？梢灶A(yù)見，如果線圈B是一個(gè)不閉合的導(dǎo)電線圈，則無法形成回路電流，而只是在線圈B的兩端形成感應(yīng)電壓，因?yàn)槠浠芈飞蠠o電流則自然也不會產(chǎn)生對應(yīng)的空間磁場；但是，如果線圈B是閉合回路，則一定會有回路電流產(chǎn)生，也即感應(yīng)電流，同時(shí)，既然有感應(yīng)電流則反過來會形成空間磁場分布，根據(jù)線圈B和線圈A的空間關(guān)系，線圈A必然也會分享到線圈B的分布磁通量，那么這樣的相互感應(yīng)最終會是怎樣的一種結(jié)果呢？顯然，如果線圈A只是恒定電流的話，則線圈B在固定位置上是不會感受到其分享到的磁通量發(fā)生了變化，因此只有當(dāng)線圈A中產(chǎn)生變化電流(比如交變電流)是才可能發(fā)生彼此的相互感應(yīng)。在一對一的情況下(僅看一個(gè)線圈對另外一個(gè)線圈的情況)，感應(yīng)電流總是產(chǎn)生對抗磁通變化的作用，因此對應(yīng)的線圈B對線圈A的影響將剛好抵消線圈A共享給線圈B的磁通變化量，兩者相互分享的磁通在變化量上將相互抵消。
磁場耦合在固定位置情況下(不同于電動機(jī)或者發(fā)電機(jī))，即是描述在交變電流情況下的，不同線圈之間因?yàn)楣蚕泶磐ǘa(chǎn)生的相互作用。作為功率轉(zhuǎn)換或者信號隔離的變壓器，或者用作電流補(bǔ)償型的共模電感，都是這種磁場耦合情況。當(dāng)設(shè)計(jì)或者生產(chǎn)某個(gè)共模電感時(shí)，總是不可避免的需要考慮一個(gè)問題：兩個(gè)線圈究竟要保證哪些參數(shù)是必須滿足要求的？或者說，除了電流和單邊的感值外，有什么是需要考慮兩者之間關(guān)系的必要要求？一種很常見的參數(shù)要求即是兩邊的感值誤差必須足夠小，或者有時(shí)提出耦合系數(shù)必須達(dá)到很高(比如>98%)。這是因?yàn)樽鳛殡娏餮a(bǔ)償型的共模電感，如果漏感過大，將會對差模信號產(chǎn)生明顯的作用，要么造成不必要的差模阻抗(造成信號衰減或者差模帶寬縮減)，要么造成磁芯飽和而影響共模噪聲抑制，因此，有必要對磁場耦合的耦合系數(shù)進(jìn)行控制。
當(dāng)兩個(gè)線圈之間通過均勻磁導(dǎo)率的耦合媒介(磁芯)發(fā)生磁場耦合時(shí)，指定線圈A共享給線圈B的磁通量為
，反之為
，則因?yàn)楣蚕泶磐?磁場耦合)其對應(yīng)的互感量可以分別定義為
和：
在感應(yīng)線圈這端總共共享的磁通量也叫磁鏈(linkage,
)，可以通過磁通密度
和磁矢位
之間的關(guān)系
表示為：
而位于線圈B上的每一點(diǎn)位置上由線圈A所分布的磁矢位是(在中心間距為
的平均情況下)：
由此得到線圈A和線圈B之間的磁鏈：
因此得到線圈B作用在線圈A上的互感量
為：
同樣的道理可以得到
的表達(dá)式為：
前面已經(jīng)提到，兩個(gè)線圈之間是通過均勻磁導(dǎo)率的耦合媒介(磁芯)發(fā)生了磁場耦合，因此
則顯然：
以上說明，繞制在同一個(gè)磁芯上的兩個(gè)線圈，其互感量是相同的，用M來表示。以上證明過程詳細(xì)可參考諾依曼公式(Neumann's formula)?，F(xiàn)在，假設(shè)線圈A總共的磁通量
中共享的部分
占比為
，即
，同樣線圈B的共享系數(shù)為
，則會有：
因此，由以上等式關(guān)系就可以得到兩個(gè)線圈之間的互感量與各自獨(dú)立的感量之間的關(guān)系：
以上就是磁場耦合系數(shù)k的由來：實(shí)際的共模電感可以通過分別測量兩個(gè)線圈繞組的感值(另外一個(gè)線圈保持開路狀態(tài))，以及漏感(另外一個(gè)線圈保持閉合狀態(tài)，
)，則對應(yīng)的可以確定互感值和耦合系數(shù)k的大小。特別的，對于非常對稱的繞制在高磁導(dǎo)率環(huán)形磁芯(比如MnZn Ferrite磁環(huán))上的共模電感，兩邊繞組感值非常接近，漏感的大小將接近
，可以看出，耦合系數(shù)越高，則漏感越低。
2 共模電感的應(yīng)用
本文開篇已經(jīng)提到，共模電感無非是同時(shí)跨接在兩條電流回路上的一個(gè)電感，它的作用就是對可能存在于兩個(gè)電流回路上的共模噪聲進(jìn)行抑制或者衰減吸收。但是，這兩個(gè)并行電流回路并不限于組成差分回路的情形，比如一對電源線內(nèi)的L線和N線，又或者是數(shù)據(jù)線端口上的D+線和D-線，基于共模噪聲產(chǎn)生的原因，凡是共地的傳輸線之間都可能需要進(jìn)行共模噪聲的抑制。
為了確定共模電感的應(yīng)用，首先要明白共模噪聲是怎么出現(xiàn)的：如圖Fig.2所示(Infineon一款60W開關(guān)電源參考設(shè)計(jì)：DEMO_5QSAG_60W1)，輸入端為市電輸入85~300Vac，電源端口上接線L,N和參考地之間構(gòu)成了共地，實(shí)際上市電輸入還有一根地線Green Line接到此參考地對接到物理地上。現(xiàn)在L線和N線構(gòu)成電源回路并且跨接在此Flyback變壓器的原邊，作為主功率開關(guān)管的Q11的規(guī)格選用了800V的超節(jié)MOS管IPA80R600P7，其Rds(on)最大限額為600mΩ，為了有限散熱一般會將散熱媒介(鋁散熱鰭片)貼附在其外殼上，這樣就增加了其高壓管腳端對地的雜散電容，形成容性耦合將高壓高頻的輸入端電壓耦合形成噪音性質(zhì)的電位勢，在輸入端口的L線和N線上通過參考地也會接收到此電位勢，也即形成了共模噪聲源。值得注意的是，容性耦合作為EMC測試中傳導(dǎo)測試主要需要面對的共模噪聲源廣泛的存在于各種以AC-DC為主要形式的各種不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的電源，同時(shí)，在變壓器的原邊和副邊其實(shí)存在非常多的小電流回路，每一個(gè)小的電流回路也同時(shí)會增加感性耦合的噪聲電流，同樣也會帶來很難預(yù)測的共模噪聲抑或是差模噪聲，因此給EMC整改帶來非常多的不確定性，這也是至今無法依靠仿真軟件來做電磁兼容性仿真的原因。
Fig. 2 EMI對應(yīng)策略元件示例(Infineon DEMO_5QSAG_60W1)
為了預(yù)估共模噪聲的大小，通常需要假設(shè)共模噪聲回路上的雜散電容量，一般在幾十pF的等級。在圖Fig.2的例子中，假設(shè)雜散電容量為20pF，當(dāng)輸入電源為230Vac，主功率開關(guān)管的開關(guān)頻率為200KHz時(shí)開通關(guān)斷總脈寬為1μs且上升下降沿分別為0.2μs則輸入端最大電壓為
V，交流輸入經(jīng)開關(guān)的占空比為
，在頻譜密度分布上第一個(gè)轉(zhuǎn)角頻率為：
對應(yīng)的在頻譜密度分布上第一個(gè)峰值(1st harmonic第1個(gè)諧波)電壓為：
在共模噪聲的回路上，在沒有接共模電感的情況下，忽略串聯(lián)等效阻抗(比如導(dǎo)線的電阻，寄生感量等)的情況下可以做最大的共模電流估算，如圖Fig.3所示，在接入LISN(線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò))時(shí)其共模電流的大小為：
因此在LISN端口上的傳導(dǎo)測試接收機(jī)(頻譜分析儀)將接收到的共模噪聲電壓幅值將會是：
雖然實(shí)際的傳到測試接收機(jī)上探測到的結(jié)果是：
也即，共模噪聲和差模噪聲的幅值疊加出來的，但是顯然只要共模得到抑制，則最終的測試結(jié)果將會得到改善。因此，比如在常規(guī)的通信和工業(yè)類應(yīng)用EMC標(biāo)準(zhǔn)EN55022中，在150KHz到500KHz上幅值QP必須低于
，因此此處必須對共模噪聲進(jìn)行最大
的衰減。取-20dB的衰減目標(biāo)為例，通過簡單計(jì)算，在共模回路上主要的阻抗為雜散電容的阻抗，大約在25KΩ，如圖Fig.4所示對應(yīng)的需要的共模阻抗約為250KΩ，換算為一顆125mH的共模電感。
Fig.3 EMC測試中傳導(dǎo)測試示意圖(共模噪聲和差模信號的回路示意)
Fig.4 濾波器插入損耗的回路(左) 與 對應(yīng)的衰減幅度和濾波器阻抗的關(guān)系(右)
除了在電源線上出現(xiàn)的共模電感應(yīng)用，在高速信號線上也常常出現(xiàn)共模電感，比如USB3.0，HDMI，LAN等，又或者是一些LVDS的信號線比如CAN BUS，SPI或者RS232，RS485等。在信號線上共模電感的使用，雖然也有抑制共模噪聲的作用，比如為了滿足某種通信規(guī)格所需要的共模抑制比，但是更重要的一點(diǎn)卻來自于其附帶的電流補(bǔ)償作用，正如一開始提到的，是電流補(bǔ)償型共模電感。
如圖Fig.5所示，高速信號線一般采用差分對信號進(jìn)行傳輸，信號線上存在電阻，雜散電容和分布電感，通過雙絞線的形式可以有效的降低雜散電容但是無法去除分布電感，因此在接收端上存在差模輸入電感，線路上的耦合電流會形成信號圖上的噪聲。這些噪聲基于傳輸線的對稱性將接近等量的分布在接收機(jī)的兩端，現(xiàn)在在接收端輸入位置放置共模電感，則接近等量的噪聲將通過共模電感的繞組耦合產(chǎn)生抵消，從而極大的降低耦合噪聲，也即電流補(bǔ)償作用使得接收端輸入噪聲降低。
Fig.5 差分信號沿傳輸線從發(fā)射端到接收端的傳輸過程(左) 和 在接收端使用共模電感的改善(右)
在信號的眼圖上可以看到，如Fig.6，通過降低線路雜散感量帶來的插入損耗，信噪比將會得到改善，這一點(diǎn)對于更長的傳輸線或者高速的信號線來說很重要。一般來說，以上提到的信號端口使用的傳輸線，通常是90~120Ω阻抗的傳輸線，基于特定的信號帶寬要求，一般選用1倍到10倍的阻抗共模電感來提供-6dB到-20dB的共模抑制，這點(diǎn)和前面講到的電源應(yīng)用類似，取決于共模噪聲回路的阻抗大小，當(dāng)然隨著頻率的增高(因?yàn)楦咚傩盘杺鬏數(shù)囊?系統(tǒng)共模阻抗將降低，提供過大的感量將使得濾波帶寬變窄，因此需要驗(yàn)證所選擇的感量是否匹配高速信號的傳輸要求。
Fig.6 差分傳輸線上的線路插入損耗導(dǎo)致信號質(zhì)量受影響示意圖
3 共模噪聲的危害
那么，共模噪聲究竟有什么問題呢？為什么EMC測試中常常需要重點(diǎn)對回路上的共模噪聲進(jìn)行抑制呢？當(dāng)然，首先是為了滿足各個(gè)國家的EMC認(rèn)證標(biāo)準(zhǔn)，必須對共模和差模信號的幅度進(jìn)行限制，達(dá)到產(chǎn)品的使用安全性同時(shí)降低用電側(cè)的電器設(shè)備可能產(chǎn)生的對電網(wǎng)的或者對鄰域設(shè)備的潛在危害。其次，從電源完整性和信號完整性的角度來看，大多數(shù)的用電設(shè)備與電器的控制器是工作在低壓狀態(tài)的，額外的噪聲電壓會有可能導(dǎo)致控制信號異?；蛘邆鬏?shù)臄?shù)據(jù)異常甚至報(bào)錯(cuò)和宕機(jī)，這些異常干擾既可能來自于線路板上也可能來自其噪聲的射頻干擾，比如說移動設(shè)備掉線或者廣播的噪音嘯叫。最后，由于超量的共模噪聲很可能以高頻輻射的形式發(fā)射到空間，比如較大的共?；芈罚蛘咴谔炀€類似的導(dǎo)體上，對于人身健康是覺察不到的長期危害的。
為了簡化問題，我們把傳輸線等效為赫茲磁偶并由此得到如圖Fig.7所示的共模噪聲輻射模型，測試點(diǎn)距離共模傳輸線的中心位置距離為d，一般這個(gè)距離相比電路的尺寸要大得多因此是遠(yuǎn)場測試點(diǎn)(Far field)，因此對于天線的遠(yuǎn)場輻射其場強(qiáng)為：
其中：
是對應(yīng)輻射波長的相位常數(shù)，
是測試位置的間距，
是天線輻射方向圖上偏離
角度的平面角度，對于赫茲磁偶其
且
，這和天線類型有關(guān)。由于遠(yuǎn)點(diǎn)接收到的輻射是共模兩條線的同時(shí)作用且角度為
，于是：
對于共模噪聲，如圖Fig.7:
且
，于是得到測試點(diǎn)上最大輻射為：
當(dāng)線間距s足夠小時(shí) 
于是可以簡化為：
因此，共模輻射的強(qiáng)度正比于共模傳輸線的長度，隨著距離的遠(yuǎn)離減弱。舉例說明一下這個(gè)幅值的大?。杭僭O(shè)共模傳輸線長度1米，共模電流幅值為7.96μA，對應(yīng)在30MHz時(shí)作為FCC Class B的3米場測試，其輻射強(qiáng)度為：
這個(gè)強(qiáng)度剛好就是標(biāo)準(zhǔn)的限額，這時(shí)如果在3米測試點(diǎn)位置有1米長度的導(dǎo)體或者人，它將感受到100μV的電壓。長期處于這樣的環(huán)境對于人體健康很很嚴(yán)重的影響，累積的輻射量可能引發(fā)各種慢性病或者個(gè)體病變，這也是EMC認(rèn)證的重要意義。
Fig.7 共模噪聲的輻射模型與測試點(diǎn)示意圖
大多數(shù)的開關(guān)電路上的波形結(jié)構(gòu)可以歸為梯形波，其頻率譜是隨著諧波級數(shù)的增加幅值呈現(xiàn)
到
兩段降速，節(jié)點(diǎn)分別是第1角頻率和上升沿時(shí)間角頻率。以上共模的輻射強(qiáng)度的頻率譜顯然是隨頻率以
單增的，因此對于常見的開關(guān)電源和方波信號電路，其共模輻射譜將大致如Fig.8圖所示，呈現(xiàn)先升后降的分布特點(diǎn)，因此中間段是最需要特別控制或者進(jìn)行抑制的部分。
Fig.8 常見梯形波對應(yīng)的共模噪聲輻射強(qiáng)度分布
4 共模電感的選型
對于電源線路，其共模噪聲的來源相對比較明確，只是雜散因素難以通過儀器測量，大多數(shù)情況下是依賴試驗(yàn)后再進(jìn)行分析的方式來逐步逼近結(jié)果，因此累積的經(jīng)驗(yàn)非常重要。本文在第2節(jié)介紹共模電感的應(yīng)用時(shí)已經(jīng)講到理論上對共模噪聲的幅度預(yù)估和對應(yīng)的共模電感的感量需求，可以作為早期試驗(yàn)的出發(fā)點(diǎn)。
通常情況下，適用在AC-DC電源輸入端的濾波階段的共模電感采用了閉合磁路的磁環(huán)作為磁芯，這樣做的好處是可以輕松實(shí)現(xiàn)非常低的漏感和非常高的耦合系數(shù)，對于高輸入電壓和相對低的開關(guān)頻率而言可以提供不錯(cuò)的高共模阻抗來抑制較高幅值的共模噪聲幅度。由于磁性材料的磁導(dǎo)率可以分為感性部分
和損耗部分
，在磁芯接近或者高于阻抗特性最高點(diǎn)時(shí)，損耗部分將占據(jù)阻抗的主要部分，這時(shí)的噪聲抑制不再是通過感抗來降低噪聲幅度，而是通過損耗發(fā)熱的形式將噪聲能量吸收，因此適當(dāng)?shù)?過度飽和將導(dǎo)致阻抗降低)飽和程度并不會影響噪聲的抑制效果，使得我們在挑選共模電感時(shí)不必去尋找類似于功率電感中的飽和電流參數(shù)。
同時(shí)，如果漏感的部分，比如1mH的電感耦合系數(shù)99%那么將會有10uH的漏感存在于差分線路上，當(dāng)考慮差模噪聲抑制(通常是LC濾波橋)時(shí)，這一部分漏感也需要考慮在內(nèi)。適量的漏感對于高頻差模噪聲抑制有幫助，但是因?yàn)楣材ｋ姼谢旧喜捎玫氖谴怕烽]合磁芯，很容易導(dǎo)致在大電流時(shí)磁芯飽和，這對電源轉(zhuǎn)換效率和濾波噪聲帶寬都有影響。提高漏感的占比通?？梢赃x用方形或者框架磁芯結(jié)構(gòu)(UU磁芯或者PQ磁芯等)，也可以通過非對稱繞組(
)來實(shí)現(xiàn)，具體的選擇需要用戶通過差共模分離器鑒別測試后決定是否必要。
對于共模電感的參數(shù)而言，主要包括單邊感值，Rdc，額定電流，額定電壓和耐壓Hi-pot。其中單邊感值主要決定了共模阻抗的大小，Rdc是導(dǎo)線的直流損耗，接著損耗帶來的溫升就產(chǎn)生了額定的電流的限額，最后因?yàn)槭褂迷诟邏壕€路上所以電壓限額和安規(guī)要求分別標(biāo)出。但是用戶更希望評估的還是濾波效果，所以一般情況下規(guī)格書會提供兩種形式的阻抗特性曲線，一是如圖Fig.9-a所示的共模/差模阻抗形式，二是如圖Fig.9-b所示的插入損耗dB形式，兩者是對等的，插入損耗dB形式的曲線是將共模/差模阻抗折算到50Ω+50Ω的系統(tǒng)內(nèi)形成的。
Fig.9 (a) 共模/差模阻抗形式 （b）插入損耗dB形式
對于同一個(gè)共模系列，不同尺寸的封裝結(jié)構(gòu)適用不同的電流大小和濾波帶寬：尺寸越大，磁芯可以具有更低的磁阻，從而可以減少繞組匝數(shù)，這樣銅線的線徑可以放大因此可以適用更大的電流回路；感值越高或者材料磁導(dǎo)率穩(wěn)定頻率越低，則適用的濾波帶寬更窄，這樣的共模電感放到回路上很可能對高頻端沒有噪聲抑制效果。
科達(dá)嘉電子的共模電感目前主要分信號線和電源線兩塊，超過10種系列和50種不同的尺寸封裝以及接近300款不同的標(biāo)準(zhǔn)料號，廣泛適用在諸如CAN BUS，RS485等信號線以及從幾瓦到幾千瓦的不同離線電源設(shè)備，我們的研發(fā)技術(shù)團(tuán)隊(duì)也可以幫忙用戶從測試到分析，或者定制適配規(guī)格，到最終完成相關(guān)的EMC認(rèn)證。
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